一、設計要求：

設計一個28V額定輸入（18—36V變換范圍），輸出12V 15W額定功率的反激變換器。
設計技術指標為：
輸入電壓：18~36VDC
輸出電壓：12VDC（1.25A）
反饋電壓：16VDC（00625A）
輸出功率：
工作頻率：100kHz
最大占空比：
效率：η=75%
二極管導通壓降：

二、設計過程：

反激變換器在小功率，負載不大時適合采用DCM模式。
1.確定鐵芯材料和型號
 因鐵氧體較便宜，電阻率ρ高，鐵損小，特別是當工作頻率高于100kHz時，尤為此。而罐型鐵芯的漏感小，線圈間耦合緊密，電磁干擾小。故選用軟磁鐵氧體R2KBD、罐型鐵芯。。此時鐵芯工作于第二種工作狀態，取鐵芯磁感應強度的變化量，取鐵填充系數KC=1，窗口利用系數=0.3，導線電流密度，，，根據下式確定鐵芯型號：
 
選用GU22罐形鐵芯，該鐵芯的

2.繞組計算
(1) 計算變壓器初級電感量
模式在最大輸出功率時，電流臨界連續，所以
 
(2) 計算鐵芯上所開氣隙的長度δ
 
   
根據以上兩式可得鐵芯上所開氣隙長度δ為
 
(3) 計算原邊繞組匝數
 
取匝，則原邊電感
 
說明氣隙取0.032cm不可行，故重取氣隙
則
 
取匝
(4) 計算匝比，確定各副邊繞組匝數
 
式中UD為輸出整流二極管壓降。同理求得，副邊繞組匝數為，取8匝，
 ，取11匝，
(5) 根據來校核原邊電感
<計算值16.4，說明氣隙取0.035cm是可行的。
(6) 計算變壓器原副邊繞組電流有效值
 變壓器原邊電流峰值為
 各副邊電流峰值為
 同理計算得，，（取0.0625A）。
 原邊電流有效值為
 副邊電流有效值為
 同理計算得，
(7) 確定原副邊導線線徑和股數
   取，根據可得，原副邊導線截面積為，，，。考慮到高頻集膚效應，開關頻率為時，銅導線的穿透深度為

因此所選線徑不能超過0.418mm，選用d=0.40mm的導線，其截面積為為0.1257mm2。
并繞根數=，取4根
并繞根數=，取5根
并繞根數=，取1根
(8) 校核窗口系數：
  
所以能夠繞得下。
(9) 參數測試
用電感表測得原邊繞組的電感，副邊繞組電感，反饋繞組電感，原邊對副邊的漏感。

主電路
3.功率器件的選擇
(1) 功率開關管的選擇
功率開關管上承受的電壓應力和電流應力分別為

功率管選用IRF530（14A/100V）。
(2) 副邊整流二極管的選擇
整流二極管D5承受的電壓應力和電流應力分別為

同理計算得整流二極管D1承受的電壓和電流應力分別為,。因為開關頻率為100kHz，所以整流二極管D1選用肖特基二極管SB160（1A/60V）。D5選用肖特基二極管MBR10100（10A/100V）。
二極管D2的作用是阻止啟動時輸入電壓對死負載R4供電，使得電容C2上的電壓迅速上升，從而使UC3844快速啟動。D2也選用SB160。
(3) 死負載R4的選取
反激變換器不可以空載，所以在自饋電繞組那一路接死負載R4。設計時死負載消耗的功率按額定功率的5%（15×5%=0.75W）來設計，死負載大小為

實際取。
(4) 輸出濾波電容的選取
輸出濾波電容為,式中，R為負載電阻，取。所以

理論計算值與實際值存在一定差別，工程實際中往往選取比理論值大一些的電容值。因為開關頻率達100kHz，輸出濾波電容C4選用47μF/25V鉭電容、C10、C11選用100μF/25V鉭電容。
(5) 鉗位電路的設計

式中用代入。電容C上的電壓只是在功率管關斷的一瞬間沖上去，然后一直處于放電狀態。在功率管開通之前，電容C上的電壓不應放到低于，否則二極管D導通，RCD箝位電路將成為該變換器的一路負載。電阻R根據下式求得： ,故
上的功率基本為漏感能量通過電容轉化而來，功耗值為：

所以取/1W的金屬膜電阻。
，其上承受的電壓應力為
故選擇肖特基二極管SR506（5A/60V）。

4.控制電路的設計
控制電路采用UC3844為主控芯片，該芯片采用電壓環、電流環的雙環控制，故在電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有所提高。
啟動電阻R1和電容C2的設計
R1由線路直流電壓和啟動所需電流來確定。UC3844的啟動電壓，啟動的偏置電流，工作時的偏置電流；輸入電壓，電壓采樣電阻R2、R3分別為10、1.8，流過R2和R3的電流為：
 故啟動電阻R1為
 
 取標稱值810。
 功耗：（取該電阻為0.25W即可）。
 當電源關閉時，電阻R1也是電容C2的放電通路。在電路的啟動過程中，UC3844是靠C2供電。因此在啟動過程中，C2上的電壓會發生跌落。一般取啟動時間為5ms，UC3842的電流為輸出電流和偏置電流之和。由于UC3844是采用互補對稱輸出及開關管無需較大驅動電流，因此輸出電流近似為流過R9和R7（通常）的電流。
 ，其中R9為20，R7為20。
 UC3844的工作電流為，
 則
 為了保證可靠啟動和V電壓的質量, C2應取得大一些，取100另外，C2的容量加大，會使啟動過程減慢，起到軟啟動的作用。
頻率的設置
開關頻率為100KHz,所以UC3844的震蕩頻率為200KHz。選時間電容為1nF,時間電阻為
去標稱值R6為9。
電阻和濾波網絡的選擇

R8和C8組成的濾波網絡時間常數近似等于電流尖峰持續時間（幾百納秒），取,
放大器補償網絡及分壓電阻設計
R5、C5來對誤差放大器進行外部補償，根據實驗選取,。
R2、R3對反饋電壓分壓后，加到誤差放大器反相輸入端。根據UC3844的2腳電壓為2.5V，反饋電壓16V，算得，R2為10，R3為1.8。
驅動電路
電阻R7是為抑制寄生振蕩而加入的，取R7為20；；電阻R9為開關管的輸入電容提供能量泄放回路，取R9為20；D3是為防止輸出電壓過高，選用穩壓管1N4746
噪聲抑制
為抑制噪聲，UC3844的7腳及8腳與5腳（GND）之間各接了一個小的CBB旁路電容C3、C7，取C3=0.1μF，C7=0.1μF。

三、仿真與實驗

1、仿真電路圖

2、仿真與實驗波形
圖1為仿真的開關管S的驅動電壓和漏源電壓波形

圖1 仿真和的波形
圖2為實際電路的和波形。實際的波形出現振蕩，高頻部分是原邊漏感和功率管的漏源間寄生電容振蕩；低頻部分是，DCM模式副邊繞組電流下降到零時，原邊功率管仍未開通，變壓器原邊激磁感和功率管漏源間寄生電容進行諧振。

圖2 實際電路和波形
圖3為仿真的和電流采樣電阻兩端的波形，可以根據波形觀察其電壓不超過1V來適當調整采樣阻值。

圖3 和電流采樣電阻波形
圖4為實際電路的采樣電阻波形，100mV/格

  圖4 實際電流采樣電阻波形

圖5為仿真的DCM工作模式下的變換器初級、次級電流波形

圖5 初次級電流波形
圖6為變換器電壓輸出波形（滿載）

圖6  仿真輸出波形
3、效率測試
表1-3為RCD鉗位，DCM模式下在阻性負載，輸入電壓分別為18V，28V，36V時的測試數據。
表1  輸入電壓
     
0.29 12.032 0.25 5.22 3 57.47%
0.421 11.89 0.415 7.578 4.93 65.05%
0.546 11.832 0.58 9.828 6.86 69.8%
0.680 11.68 0.75 12.24 8.76 71.57%
0.802 11.55 0.916 14.44 10.58 73.27%
0.929 11.45 1.08 16.772 12.366 73.73%
1.044 11.36 1.25 18.792 14.2 75.56%
表2  輸入電壓
     
0.19 12.005 0.25 5.32 3 56.4%
0.258 11.89 0.415 7.224 4.93 68.24%
0.3495 11.79 0.58 9.786 6.83 69.8%
0.4305 11.62 0.75 12.054 8.715 72.3%
0.6 11.48 1.084 16.8 12.44 74.04%
0.667 11.23 1.25 18.676 14.04 75.2%
表3  輸入電壓
     
0.1565 11.932 0.25 5.634 2.98 52.89%
0.215 11.81 0.415 7.74 4.90 63.3%
0.2755 11.62 0.58 9.918 6.74 67.95%
0.339 11.51 0.75 12.204 8.63 70.71%
0.455 11.23 1.08 16.38 12.13 74.04%
0.511 11.10 1.25 18.40 13.875 75.4%

4、實驗過程、遇到的問題及解決方法
試驗時先給芯片UC3844單獨供電，將其電壓加到16V以上，再降到10-16V之間，看2腳是否為穩定的2.5V，8腳為5V，4腳為1-2.7V的鋸齒波，六腳輸出占空比穩定的方波。若芯片各管腳輸出波形正常，則給輸入電壓供電。
功率較大，輸入電壓較低時，功率管上流過的電流較大，發熱較多可能會將管子擊穿，要加散熱器，并用示波器觀察的波形，看其是否超出管子的耐壓。
示波器采用直流耦合
在輕載時，占空比較小，波形振蕩較大，可在DS兩端并聯一個電容
加載時反饋電壓不穩，可能是電流采樣電阻較大，其兩端電壓超過1V，限流了，需將電阻改小
輸出端要加死負載
穩定的輸出電壓高于12V時，可能是匝比的誤差，可通過調節控制電路的R2,R3的電阻壓降，使反饋電壓與輸出電壓成比例地減小。
未解決的問題：從輕載到滿載，輸出電壓下降超過0.5V。